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서론광대역의 D급 전력증폭기를 실현하기 위해서는 인버터의 스위칭 주파수를 증가시키거나, 스위칭주파수에 기인하는 고주파성분을 제거할 로패스 필터의 컷오프 주파수를 높게 설정할 필요가 있다. 그러나 전자를 행하면 스위칭 손실의 증가, 고dv/dt에 따른 전자노이즈의 증가, 또는 상하 암 단락방지시간(데드타임)에 따른 파형변형도 커진다. 한편 후자는 전력파형에 노이즈의 고조파성분이 잔류해버린다. 여기서 이 같은 광대역전력증폭기를 멀티레벨 인버터로 실현한 사례도 발표되고 있다. 멀티레벨 인버터를 이용하면 고주파성분을 저감할 수 있는 동시에 스위칭으로 인한 자유도가 있기 때문에 스위칭손실도 저감할 수 있다. 또 전압정격, 전류정격의 낮은 소자를 이용하여 전력증폭기 전체의 용량도 증가시킬 수 있다. 그러나 인버터 직렬, 병렬접속 또는 중성점 크램프형(NPC)구성으로 다레벨 파형을 합성하려고 하면 절연한 외부 직류전원과 트랜스, 스위칭소자, 드라이브회로가 다수 필요하다.인버터 출력파형에 포함되는 고주파를 저감할 또 다른 방법은 인버터 출력단에 고주파 보상용 액티브 필터를 트랜스 결합하여 보상파형을 중량함에 따른 파형정형을 행할 삼상 시스템이 제안되고 있다. 저자도 과거에 주 인버터와 직렬로 외부직류전원을 가지지 않는 인버터를 접속하고, 다레벨 파형을 합성할 스위칭형 전력 필터를 제안했다.이 글에서는 다레벨 인버터를 이용한 단상광대역 전력증폭기에서 외부전원이 불필요한 소용량 필터용 인버터를 직렬접속하고 파형정형을 행할 시스템에 대해 검토한다. 주 인버터 단체에서 100(kHz)를 넘는 스위칭을 행할 경우 필터용 인버터로 100(kHz)를 넘는 스위칭을 할 경우 다시 필터용 인버터를 스위칭형전력 필터로 동작시킨 경우로 각각의 효율과 THD(종합변형률)를 실험적으로 비교검증하고, 제안법의 유효성을 확인했기 때문에 보고한다.회로구성과 파형합성원리1. 주인버터 회로<그림 1>에 주인버터 회로구성과 제어블록도를 나타낸다. NPC인버터를 풀브릿지화한 구성으로 출력전압은 5레벨의 PWM파형이 된다. 또 출력단에는 컷오프 주파수 50(kHz)의 로패스 필터를 접속하고 있다.각 스위칭소자의 게이트신호는 전압지령치 eref에 고주파삼각파신호(디저신호)를 더해 A/D변환하여 얻을 수 있는 5레벨 PWM신호를 스위칭 테이블에 입력하여 이 스위칭 테이블에 의해 각 스위치가 균등하게 스위칭할 수 있게 결정된다.
 2. 주인버터 회로+액티브 필터<그림 2>에 주인버터와 액티브 필터를 직렬접속한 구성을 나타낸다. 이 액티브 필터는 주 인버터의 고주파를 보상하는 동작을 하고, 부하에 전력공급은 하지 않는다. 따라서 액티브 필터의 직류 버스 전압은 2200(uF) 전해 콘덴서에 의해 유지하고, 외부의 직류전원은 사용하지 않는 구성이 되고 있다. 또 출력단에는 <그림 1>과 같이 로패스 필터를 접속한고 있다.
 <그림 3>에 파형정형법을 나타낸다. 주 인버터는 5레벨의 계단파를 출력하기만 한다. 한편 액티브 필터는 5레벨 계단파와 전압지령치 eref의 편차를 고주파로 커리어 변환하고 그 전압을 인버터의 출력전압 em에 중첩하는 것으로 로패스 필터 전단의 출력전압을 9레벨 PWM 파형으로 한다. 따라서 전력을 공급하는 주 인버터의 스위칭 주파수는 전압지령치 eref의 기본파주파수정도가 되기 위해 스위칭손실을 저감할 수 있다. 한편 액티브 필터는 주 인버터의 직류 버스 전압을 Vdc로서 전압을 중량하면 5레벨 계단파의 고주파 성분을 보상할 수 있다. 따라서 액티브 필터의 스위칭 소자에 더해지는 전압은 주 인버터의 절반이 되기 때문에 스위칭 1회의 손실이 주 인버터에 대해 반감할 수 있다. 또, 전압정격이 낮고, 저온저항의 MOSFET를 사용할 수 있기 때문에 도통손실의 증가도 억제할 수 있다.<그림 4>에 제어 블록도를 나타낸다. 전압지령치 eref를 A/D 변환기에 입력하고 양자화한 신호를 스위칭 테이블에 입력한다. 이 스위칭 테이블에는 전압지령치에 맞는 5레벨 계단차를 출력하는 게이트 신호를 주 인버터에 공급한다. 액티브필터는 출력전압파형의 정형과 동시에 자기의 직류 버스 전압제어도 해야한다. 여기서 주 인버터의 출력전압 em과 전압지령치 eref와의 편차에 액티브 필터의 직류 버스 전압의 편차에 맞는 미소한 전압지령치 eref를 중첩함에 따라 출력전압파형의 정형과 직류 버스 전압의 제어를 동시에 행하고 있다. 그러나 전압지령치가 직류인 경우는 출력파형의 정형과 직류 버스 전압제어의 양립을 할 수 없기 때문에 이 시스템은 직류전압을 출력할 수는 없다.이 시스템의 특징을 정리하면 아래와 같다.(1) 액티브 필터의 직류 버스 전압은 주 인버터의 1/4이면 된다.(2) 액티브 필터와 주 인버터를 독립적으로 제어할 수 있다.(3) 주 인버터의 스위칭 주파수를 전압지령치의 기본파정도로 하기 위해 스위칭 손실을 저감하는 것이 가능하다.(4) 직류는 출력할 수 없다.(5) 액티브 필터의 직류 버스 전압제어가 필요하다.3. 주 인버터 회로+스위칭형 전력 필터<그림 5>에 전회로구성을 나타낸다. <그림 1>에 나타난 주 인버터에 직류 버스 전원 레스풀브릿지 인버터로 구성된 스위칭파 전력 필터를 2대 직류접속하고 있다. 이 시스템은 1대째의 필터용 인버터의 직류 버스 전압을 1/4Vdc로, 2대째의 직류 버스 전압을 1/8Vdc로 일정하게 유지하고 출력단에 17레벨의 계단파를 합성한다. 또 어떤 인버터에서도 PWM 스위칭은 행하지 않기 때문에 캐리어 주파수 성분을 제거하는 로패스 필터는 접속하고 있지 않다.
 <그림 6>에 이 회로의 파형정형법을 나타낸다. 주 인버터의 5레벨 출력전압에 ±1/4Vdc와 ±1/8Vdc의 전압을 중첩하면 17레벨의 출력파형을 얻을 수 있다. 그러나 각 필터용 인버터의 직류 버스 전압 유지를 위해 <그림 2>의 시스템과 동시에 출력전압의 파형정형과 직류 버스 제어를 동시에 행해햐만 한다. <그림 6>파형에서 중심선에 대해 주 인버터의 출력전압이 좌우비대칭이지만 합성된 최종단의 출력전압 e0는 대칭되는 것을 알았다. 즉 이 방법에는 각 콘덴서의 충방전 동작을 행하기 위해 주 인버터에서 고의로 고주파전압을 출력하면서 최종단의 파형을 정형하고 있다. 각 콘덴서의 충방전동작에는 3개의 모드가 있다. 하나는 각 콘덴서 C1, C2 플러스 측에 주 인버터에서 전류를 흘려 넣어 그것을 충전하면서 파형을 합성하는 충전 모드, 다른 하나는 각 콘덴서의 마이너스 측에 주 인버터에서 전류를 흘려 넣는 것으로 C1, C2를 방전하면서 파형을 합성하는 방전 모드이다. 게다가 각 스위칭파 전력 필터의 출력전압을 0으로 하는 모드는 각 콘덴서에 주 인버터에서 전류를 흘리지 않고, 부하에 직접 공급하다. 또 <그림 6>에는 충방전 동작을 출력파형 1/4주기로 전환하고 있지만 실제는 각 직류 버스 전압에 응하여, 임의의 타이밍으로 충방전 모드를 변환한다.<그림 7>에 제어 블록도를 나타낸다. 전압지령치 eref를 A/D 변환기에 입력하고 양자와한 신호와 각 전류 버스 전압의 편차를 히스테리시스 콘퍼레터에 입력한 신호, 부하전류의 극성을 각각 스위칭 테이블에 입력한다. 스위칭 테이블에는 각 조건에 응한 동작 모드를 실현하는 스위칭 패턴을 미리 격납해두고, 주 인버터와 스위칭형 전력 필터에 공급하는 것으로 각 스위칭파 전력 시스템의 직류 버스 전압 일정제어와 출력파형정형을 동시에 행한다. 이 시스템에는 이 같은 각 콘덴서 전압을 직접 주 인버터의 출력전압과 스위칭파 전력 필터의 출력전압을 변화시켜 제어하기 위해 직류전압도 출력할 수 있다. 이 시스템의 특징을 정리하면 다음과 같다.(1) 각 필터용 인버터의 직류 버스 전압은 주 인버터의 1/4, 1/8이면 된다.(2) 각 인버터 스위칭 주파수는 전압지력치주파수로 변화한다.(3) 필터용 인버터의 직류 버스 전압은 스위칭 패턴을 직접 바꾸는 것으로 제어할 수 있다.(4) 직류도 출력할 수 있다.(5) 주 인버터와 필터용 인버터에는 같은 스위칭 패턴이 필요하다.실험결과<그림 1>에 나타난 주 인버터만으로 100(kHz), 200(kHz), 300(kHz)에서 PWM 스위칭한 경우의 출력전압파형을 <그림 8>에 나타낸다. 실험조건은 주 인버터 직류 버스 전압 Vdc를 150(V), 로패스필터 컷오프 주파수를 50(kHz), 전압지령치를 100(Vrms), 1(kHz), 데드타임을 600(ns)으로 하고 있다. 사용소자는 250(V), 30(A)의 정격을 가지고, 온 저항 68(mΩ)의 MOSFET이다. 또 THD는 500(kHz)까지 전고주파실효치를 데이터 처리에 따라 구하고, 산출하고 있다. 디저신호 주파수 100(kHz)시는 스위칭 주파수 성분이 잔류하고 있기 때문에 출력주파 THD는 7.02(%)가 된다. 그러나 300(kHz)의 경우는 고차고주파는 로패스 필터에 의해 제거되지만 데드타임의 영향에 의해 저차고주파가 증가하기 때문에 200(kHz)시에 비해 역으로 증가하고 있다.
 <그림 9>는 <그림 2>에 나타난 것 같이 주 인버터에 액티브 필터를 직렬 접속하고 100(kHz), 200(kHz), 300(kHz)에서 PWM스위칭 했을 때의 출력 전압 파형이다. 필터용 인버터 직류 버스 전압지령치는 40(V), 데드타임은 400(ns), 직류 버스 전해 콘덴서는 2200(uF)으로 한다. 또 필터용 인버터에는 100(V), 54(A), 온저항 24(mΩ) MOSFET을 사용하고 있다. 다른 조건은 <그림 8>과 같다. 커리어 주파수 100(kHz)일 때만, 필터용 인버터의 직류 버스 전압을 나타내고 있지만, 지령치대로 40(V) 일정하게 유지되고 있다. 또 로패스 필터 전의 출력전압은 양호한 9레벨 PWM파형이 합성돼 파형개선 되고 있다. THD에 관해서는 <그림 8>의 경우와 같이 커리어 주파수 증가와 함께 개선되지만 300(kHz)의 커리어에는 데드타임의 영향을 받아 역으로 악화한다.<그림 10>에 주 인버터에 스위칭파 전력 필터를 접속한 구성의 실험파형을 나타낸다. 1대째의 필터용 인버터의 직류 버스 전압 지령치를 37.5(V), 2대째를 18.8(V)으로 한다. 또 각 인버터의 직류 버스에는 330(uF)의 전해 콘덴서를 접속하고 있다. 주 인버터 출력전압은 각 콘덴서의 충방전을 행하기 위해 비뚤어져 있지만 최종단의 출력은 17레벨의 계단파가 합성되어 있고, 정현파장으로 되어 있다. 또 이 방법은 히스테리시스 콘퍼레터를 사용하여 직접 스위칭 패턴을 바꾸는 것으로 직류 버스 전압을 제어할 수 있기 때문에 소용량의 전해 콘덴서에서도 양호하게 전압을 일정 제어 할 수 있다.<그림 11>에 저항 부하 접속시의 각 시스템의 효율특성을 나타낸다. 커리어 주파수 200(kHz)과 300(kHz)시의 주 인버터만으로 액티브 필터를 접속한 경우의 효율을 비교하면 효율이 최대가 되는 출력전압 600(W)부근에는 주 인버터만의 효율이 0.3(%)정도 상회하고 있지만 다른 영역에서는 액티브 필터부에서 도통손실이 증가함에도 불구하고 동등의 효율을 얻는다. 여기서 시스템 전체의 스위칭 손실이 저감되어 있는 것이 추측된다. 또한 출력주파수는 50(Hz)이다. 스위칭형 전력 필터를 접속한 시스템에는 출력주파수가 50(Hz)의 경우 스위칭 손실이 상당히 적기 때문에 부하전류의 2승에 비례한 곡선이 된다. 이에 반해 출력주파수가 5(kHz)시는 스위칭 손실이 증가하기 때문에 경부하시의 효율이 현저히 저하한다.<그림 12>에 THD 특성을 나타낸다. THD 계산에는 PWM 스위칭에 의한 고주파와 필터 공진 주파수도 전부 포함하고 있다. 액티브 필터를 접속한 경우는 뒤틀림을 저감할 수 있지만 출력주파수가 1(kHz)이상이 되면 급격히 뒤틀림이 증가한다. 이것은 전압지령치와 주 인버터 출력전압의 위상차에 따른 보상효과가 저하하기 때문이다. 또 지령치 주파수가 10(Hz)일 때, 콘덴서 용량 2200(uF)에는 전류 버스 전압이 맥동하기 때문에 맥동하기 위한 파형합성이 불가능하다. 한편 스위칭파 전력 필터를 접속한 경우는 커리어 변조를 하지 않고, 로패스 필터도 접속하고 있지 않기 때문에 출력주파수에 대한 THD가 거의 일정하고, 저주파영역에서 THD는 6(%)이상이지만, 고주파 출력시의 THD는 가장 낮아진다.결론이 글에서는 5레벨 NPC 인버터에 소용량 필터용 인버터를 접속한 고주파 다 레벨 인버터를 이용한 광대역 전력 증가기에 대해 검토하고, 그 특성을 실험적으로 비교 검증했다. 실험에는 필터용 인버터를 액티브필터 동작 시킨 경우, 효율을 저하 시키지 않고 출력파형의 고주파를 저감 할 수 있는 것을 나타냈다. 또 스위칭파 전력 필터로 사용한 경우는 2(kW)의 최대출력시에도 불과 330(uF) 전해 콘덴서에서 양호하게 직류 버스 전압을 일정제어 할 수 있고, 다른 시스템에 비해 교주파영역에서 THD가 낮아지는 것을 나타냈다. 앞으로는 더욱 고효율화와 파형개선을 행하기 위해 손실분석과 파형보상법에 대해 검토한다.
<Energy News>
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